アプリケーション分類および共通モードインダクタの選定

磁気部品の最も一般的な形態の一つがインダクタンスです。インダクタンスは一定の誘導係数を持ち、そのためインピーダンスは周波数が増加するにつれて上昇します。これ自体だけで一次の高周波フィルターと見なすことができます。ここで議論しているフィルタリング対象が単一の電流経路（ループまたは回路ループ）から2つ以上の経路に変化した場合、同じ高周波フィルタリング効果を得るために各経路に少なくとも1つのインダクタを配置する必要があります。これは実用的な磁気部品において容易かつ巧妙に設計することが可能であり、ここでの共通モードチョークとして知られるものです。なぜなら、複数の経路がある場合（最も一般的には2つの経路）、同一方向の電流によって生成された磁束が他の電流経路と「共有」され、それにより追加的なインピーダンス（磁気的結合）を等価的に得ることができるからです。したがって、磁芯の周りに互いに結合した2つのコイル巻線を形成することにより、個別の2つのインダクタを使用する場合よりも優れたフィルタリング効果を得ることが可能です。

上記は、コモンモードインダクタの基本的な機能的特性、すなわちフィルタリングについて紹介しています。まず最初に、トランスフォーマとコモンモードインダクタとの区別が必要です。後者は結合動作も必要としますが、フィルタリングでは線路上のノイズを抑制（または吸収）するためです。励磁方向としては、コモンモードですが、トランスフォーマは電力を表す電圧励起電流を伝送する差動モードです。したがって、セーフティコンデンサの接続と同様に、コモンモードインダクタはY接続（アース回路または基準アース回路を通じて）である必要がありますが、トランスフォーマはX接続（入力および出力回路間に跨る）である必要があります。次に、そのコモンモードフィルタリング効果自体の評価や測定には追加の補助回路を使用する必要があります。しかし実際のEMC（電磁両立性）試験においては、受信機（LISN - 線間インピーダンス安定化ネットワーク）信号が差動モードとコモンモードの組み合わせによって引き起こされるものであり、それが関連規格基準（例えばCE認証など）に適合しているかを確認するだけであることが多いです。したがって、コモンモードインダクタンスの役割については仕様書で明確な答えを見つけることが難しく、エンジニアがモデル選定時に経験則に基づいてシミュレーション予測を行う理由でもあります。最後に、注意深い読者であれば、コモンモードインダクタはインダクタと呼ばれていますが、パワインダクタとは異なります。ここでは飽和電流やエネルギー蓄積は考慮せず、英語名の末尾はチョーク（choke）で終わっています。したがって、その基本的な意味合いは依然としてチョークです。後述するように、このチョーク効果によりフィルタリングを実現できるので、コモンモードチョークコイルと呼ぶ方が原理に合致しています。

以下の項では、共通モードインダクタの基本的な構造原理、用途分類および関連する選定について学んでいきます。この情報がエンジニアとして皆様のお役に立てば幸いです。また、ご質問や関連する紹介内容について議論したい場合は、どうぞお気軽にお問い合わせください。当社のエンジニアチームは部品および応用面から可能な限りサポートを提供いたします。

一、磁界結合

図1に示すように、通電されたコイルAはその電流回路（ここではコイル）近傍の空間に磁界を形成し、磁束Φa（または→Ba）で表される磁束密度により、共通モードインダクタンスの用途分類および選定が行われます。磁界の強さは、電流の大きさ、コイルの巻数、有効断面積、磁芯の有無によって決まります。コイル中心部における磁束は、次式で近似的に表されます：

その中で、コイルの中心に磁芯があり、その透磁率が 大きくなるほど、対応する等価磁路長は 短くなるため、必然的に磁束は大きくなります。これは標準的なインダクタンス構造とそれに対応する空間的磁束分布です。注目すべき点は、その磁束分布は電流変化に依存せず、恒等関係であるということです。この本質は、マクスウェルの方程式におけるガウス磁場則から導き出されたものです。

図1　通電コイルAおよびBの空間的磁場分布

空間内で他のコイルBが図1に示すように、ある位置関係で通電されたコイルAに近づくと、コイルAによって部分的に分布した磁束は避けられない形でコイルBを通過し、共有関係を形成します。アンペールの法則によると、コイルBによって囲まれたループ内の磁束が変化すると、コイルBのループ内には誘導起電力、つまり誘導電圧が発生します。予測されるように、もしコイルBが開放された導電性コイルであれば、ループ電流は形成されず、コイルBの両端にのみ誘導電圧が生じます。そのループ上に電流が存在しないため、当然のことながら対応する空間磁界も生成されることはありません。しかし、もしコイルBが閉回路であれば、確かにループ電流（つまり誘導電流）が発生します。同時に、誘導電流が存在するため、逆方向の空間磁界分布を形成することになります。コイルBとコイルAの空間的関係に基づき、コイルAは避けられない形でコイルBの分布磁束を共有します。このような相互誘導の最終的な結果はどうなるのでしょうか。明らかに、コイルAに定常電流しか存在しない場合、固定位置においてコイルBが共有する磁束の変化を感じ取ることはありません。したがって、相互誘導が発生するのは、コイルAで変化する電流（例えば交流）が発生するときだけです。一対一の状況（一つのコイルが別のコイルと組み合わされている状況のみを考える）では、誘導電流は常に磁束変化に反対する効果を持ちます。したがって、対応するコイルBによるコイルAへの影響は、コイルAからコイルBへ共有される磁束変化を打ち消すことになります。この二つのコイルによって共有される磁束は、変化に関して互いに打ち消しあうことになります。

固定位置における磁場結合（電動機や発電機とは異なる）は、交流条件において共通の磁束によって複数のコイル間で生じる相互作用を指します。電力変換や信号絶縁用のトランスフォーマー、あるいは電流補償用の共通モードインダクターとしても、これは磁場結合の一例です。共通モードインダクターの設計または製造にあたっては、常に次の疑問を避けて通ることはできません：2つのコイルが要求仕様を満たすために確保すべきパラメーターは何か？あるいは、電流や片側インダクタンス以外に、両者の関係性を考慮する上で必要な要件は何でしょうか？一般的な仕様要件としては、両サイドの検出誤差が十分に小さくなければならないこと、または場合によっては結合係数がある高いレベル（例えば98％）に達成しなければならないことがあります。これは、電流補償型共通モードインダクターにおいて、漏れインダクタンスが大きすぎると差動モード信号に大きな影響を与えるためであり、不要な差動モードインピーダンスを引き起こし（信号減衰や差動モード帯域幅の低下を招く）、あるいは磁心の飽和をもたらして共通モードノイズ抑制機能に悪影響を及ぼす可能性があります。したがって、磁場結合の結合係数を適切に制御することが必要になります。

二つのコイル間に結合媒体（磁芯）を介して磁場の結合が発生する場合、均一な透磁率を持つ媒体を通じてコイルAからコイルBに共有される所定の磁束は 一方で、これは次の値に等しくなる 。そして、この共有された磁束（磁場結合）は相互インダクタンスに対応するため、共通モードインダクタンスの適用分類および選択と、それぞれに関連付けて定義することが可能である および  : 

誘導コイル端での総共有磁束はリヤクトル（リアクタンス、 ）としても知られており、次の関係式で表すことができる 磁束密度に基づく 磁気ベクトルとの 位置：

コイルAによってコイルB上の各点に分布される磁気ベクトルの位置は（共通モードインダクタンスにおける中心間距離による適用分類および選択の平均的なケースにおいて）次の通りである 共通モードインダクタンスの中心間距離

コイルAとコイルBの間の鎖交磁束は次のように求められる：

したがって、相互インダクタンス コイルBがコイルAに作用するものは次のようになる：

同じ原理を用いて得ることができる 次の式：

前述したように、二つのコイル間には結合媒体（磁気コア）を通じて磁場の結合が生じ、その磁気透磁率は一様である。したがって 、明らかに：

上記の説明から、同一の磁気コア上に巻かれた二つのコイルは同じ相互インダクタンスを有しており、これはMで表される。上記の詳細な証明の過程はノイマンの公式を参照するとよい。ここで、コイルAの全磁束が 共有部分であると仮定して、 割合 つまり 。同様に、コイルBの結合係数は次のとおりです 、次式が成り立ちます：

したがって、上記の数式関係から、2つのコイル間の相互インダクタンスとそれらの自己インダクタンスとの関係を求めることができます：

以上が磁場結合係数kの由来です：実際の共通モードインダクタンスは、2つのコイル巻線のインダクタンス値を個別に測定すること（もう一方のコイルは開放状態）、および漏れインダクタンス（もう一方のコイルは短絡状態）を測定することで求められ、 、および相互インダクタンスと結合係数kの対応する値を得ることができます。具体的には、高透磁率の環状磁心（例えばMnZnフェライトリング）に巻かれた非常に対称的な共通モードインダクタの場合、2つの巻線のインダクタンス値は非常に近くなり、漏れインダクタンスの大きさはほぼ 。わかるように、結合係数が高いほど漏れインダクタンスは低くなります。

二、共通モードインダクタの応用

この記事の冒頭で述べたように、共通モードインダクタとは、2つの電流回路に同時に接続されるインダクタに過ぎません。その機能は、両方の電流回路に存在する可能性のある共通モードノイズを抑制または減衰させることです。ただし、これらの2つの並列電流回路は、例えば電源ラインペアにおけるL線およびN線、またはデータラインポートにおけるD+線およびD-線のように、差動回路を構成するケースに限定されるわけではありません。共通モードノイズが発生するため、同一のグランドを共有する伝送線路間で共通モードノイズの抑制が必要になる場合があります。

共通モードインダクタンスの適用を判断するために、まず共通モードノイズが発生する仕組みを理解する必要があります。図2に示すように（Infineonの60Wスイッチング電源のリファレンス設計：DEMO_5QSAG_60W1）、入力端子は85〜300VACの商用電源入力であり、電源ポート上の配線LおよびNはリファレンスグランドとコモングランドを形成しています。実際には、このリファレンスグランドにグリーンラインのアース線が接続され、さらに物理的なグランドに接続されています。ここでL線とN線は電源回路を構成し、このフライバックトランスの一次側に接続されています。主電源スイッチ素子として使用されるQ11の仕様には、最大Rds（on）の上限値が600mΩである800VスーパージャンクションMOSトランジスタIPA80R600P7が採用されています。放熱を抑えるために、通常その外装に放熱媒体（アルミニウム製放熱フィン）を取り付けることがあり、これにより高耐圧ピンとグランド間の浮遊容量が増加し、容量性結合を形成して、高電圧・高周波数の入力端子電圧がノイズ特性を持つ電位として結合されます。入力ポートのL線およびN線もリファレンスグランドを通じてこの電位を受け取り、共通モードノイズ源を形成します。容量性結合はEMC試験における伝導試験で対応が必要な主要な共通モードノイズ源であり、AC-DCを主形式とした様々な電源や異なるトポロジー構造を持つ電源に広く存在している点に留意すべきです。同時に、トランスの一次側および二次側には実際には多数の微少電流回路があり、それぞれの微少電流回路も誘導結合によるノイズ電流を増加させ、予測困難な共通モードノイズまたは常モードノイズを引き起こします。したがって、これはEMC対策に多くの不確実性をもたらしており、シミュレーションソフトウェアによる電磁両立性シミュレーションが依然として不可能である理由でもあります。

図2 EMI対応戦略構成要素の例 (Infineon DEMO_5QSAG_60W1)

共通モードノイズの大きさを推定するには,通常,通常10pFの範囲にある共通モードノイズの回路上の散乱容量を仮定することが必要です. 図2の例では,流れる電容量20pFを仮定すると,入力電源が230Vacで,主電源スイッチ管の切り替え周波数が200KHzであるとき,切開と切断のためのパルス幅は1μsであり,上下の縁はそれぞれ0.2μsである. 入力端の最大電圧は 切り口を通るAC入力作業サイクルが わかった 周波数分布の角周波数は,

周波数帯のスペクトル密度分布における最初のピーク (1st ハーモニック 1st ハーモニック) の対応電圧は:

共通モード雑音が存在する回路において、共通モードインダクタを接続しない場合、直列等価インピーダンス（例えば、配線抵抗、寄生インダクタンスなど）を無視することで、最大共通モード電流を推定できます。これは図3に示すようにです。LISN（直線インピーダンス安定化ネットワーク）に接続した場合、共通モード電流の大きさは次のようになります。

したがって、LISNポートで伝導試験受信機（スペクトラムアナライザ）が受信する共通モード雑音電圧振幅は以下のようになります。

実際には試験受信機で検出される結果は以下の通りです。

つまり、共通モード雑音と差動モード雑音の振幅が重畳していますが、明らかに共通モードを抑制すれば最終的な試験結果は改善されます。したがって、例えば一般的な通信および産業用途におけるEMC規格EN55022では、振幅QPは 150kHz〜500kHzの範囲内でより低くなければなりません。したがって、最大 ここでは、コモンモードノイズの減衰を実施する必要があります。減衰目標を-20dBとした場合、簡単な計算により、コモンモード回路における主なインピーダンスは概ね25KΩのインピーダンスを持つ浮遊容量であることがわかります。図4に示すように、必要なコモンモードインピーダンスは約250KΩであり、これは125mHのコモンモードインダクタに変換可能です。

図3 EMC試験における伝導試験の模式図（コモンモードノイズおよび差動モード信号の回路図）

図4 フィルタ挿入損失の回路図（左）と対応する減衰振幅およびフィルタインピーダンス（右）の関係

電源ラインにおけるコモンモードインダクタンスの応用に加えて、高速信号線にもコモンモードインダクタンスが一般的に使用されています。例えば、USB 3.0、HDMI、LANなど、あるいはCAN BUS、SPI、RS232、RS485などのLVDS信号線があります。信号線に使用されるコモンモードインダクタもまた、通信規格で要求されるコモンモードリジェクション比を満たすために、コモンモードノイズの抑制機能を持っています。しかし、より重要な点は、冒頭で述べたように、その電流補償効果を伴うという特性にあり、これは電流補償型コモンモードインダクタと呼ばれるものです。

図5に示すように、高速信号線は一般的に差動伝送を使用して信号を伝送します。信号線には抵抗、浮遊容量および分布インダクタンスが存在しています。より線ケーブルは浮遊容量を効果的に低減できますが、分布インダクタンスまでは除去できません。したがって、受信側には差動入力インダクタンスが存在し、線路上の結合電流が信号波形上にノイズを形成します。これらのノイズは、伝送路の対称性に基づき、受信機の両端にほぼ均等に分布しています。ここで受信機の入力位置に共通モードインダクタを配置したため、ほぼ同量のノイズは共通モードインダクタの巻線結合を通じて打ち消しあい、結合ノイズを大幅に低減することができます。つまり、電流補償効果により受信機での入力ノイズが低減されます。

図6 送信端から受信端までの伝送線路における差動信号の伝送過程（左）および受信端で共通モードインダクタを使用した場合の改善効果（右）

信号のアイ・ダイヤグラムにおいて、図6に示すように、配線浮遊インダクタンスによる挿入損失を低減することにより、信号対ノイズ比が改善される。これは長距離伝送ラインや高速信号ラインにおいて重要である。一般的に、上述した信号ポートに使用される伝送ラインは通常90～120Ωのインピーダンスを持つ伝送ラインである。特定の信号帯域幅の要件に基づき、1～10倍程度のインピーダンス範囲にある共通モードインダクタが一般的に選定され、−6dBから−20dBの共通モード妨害抑圧を提供する。これは前述した電源応用と同様であり、共通モードノイズ回路のインピーダンス値によって決まるものである。もちろん、周波数が高くなるにつれて（高速信号伝送の要件により）、システム内の共通モードインピーダンスは低下し、過剰なインダクタンスを提供するとフィルタ帯域幅が狭くなる。そのため、選定されたインダクタンスが高速信号伝送要件と適合しているかを検証する必要がある。

図6 差動伝送線路上のライン挿入損失によって信号品質が影響を受ける模式図

三、共通モード雑音の害

では、コモンモードノイズの問題とは何でしょうか。なぜEMC試験において、回路でのコモンモードノイズの抑制に注力することが多いのでしょうか。もちろん、各国のEMC認証基準を満たすためには、コモンモードおよびノーマルモード信号の振幅を制限し、製品の安全性を確保するとともに、電力消費側の機器が電力網や周辺機器に与える可能性のある悪影響を低減する必要があります。次に、電源整合性と信号整合性の観点から見ると、多くの電気機器や家電コントローラは低電圧で動作しており、余分なノイズ電圧によって制御信号や送信データに異常が生じ、場合によっては誤動作や停止が発生することもあります。このような異常な干渉は、回路基板自体やその周辺からのRF干渉によるものであり、例えば、携帯端末の切断や放送ノイズのホイッスル音などが挙げられます。最後に、過剰なコモンモードノイズは、大きなコモンモード回路やアンテナに似た導体において、高周波放射の形で空間へ放出されやすく、長期的には人間には気づかれにくい健康被害を引き起こす可能性があります。

問題を簡略化するために、送電線をヘルツ磁気双極子に等価化し、図7に示すような共通モードノイズ放射モデルを得ます。測定点と共通モード送線の中心位置との距離はdであり、これは一般に回路のサイズよりもはるかに大きいため、遠方界測定点となります。したがって、アンテナの放射に対する遠方界の電界強度は次のとおりです：

その中で、 は放射波長に対応する位相定数です。 は測定位置間の間隔です。 はアンテナ放射パターンからθ度だけずれた平面角であり、ヘルツ磁気双極子の場合には および はアンテナの種類によって異なります。遠方点で受信される放射は角度が のとき、二つの共通モード線の同時作用によるため、次式が成り立ちます：

図7に示すような共通モードノイズについては： および 測定点における最大放射は以下のように求められます：

線間距離sが十分小さい場合 したがって、次のように簡略化できます：

したがって、コモンモード放射の強度は、コモンモード伝送線路の長さに比例し、距離とともに減少します。この振幅の大きさの例を示します：コモンモード伝送線路の長さが1メートルで、コモンモード電流振幅が7.96 µAの場合、これは30MHzにおいてFCCクラスBの3メートル法試験に対応しており、放射強度は次のようになります。

この強度はまさに標準限界値です。もし3メートルの試験ポイントに1メートルの導体または人が存在すれば、100 µVの電圧を感じることになります。このような環境への長期曝露は人体健康に深刻な影響を与え、蓄積された放射線はさまざまな慢性疾患や個別の病変を引き起こす可能性があり、これがEMC認証において重要な意義を持つ理由でもあります。

図7 コモンモードノイズの放射モデルおよび試験ポイント図

ほとんどのスイッチ回路における波形構造は台形波に分類され、その周波数スペクトルは二段階の減衰を示します オー 高調波レベルの増加とともに。ノードは最初の角周波数および立ち上がりエッジ時間の角周波数である。上述の共通モードにおける放射強度の周波数スペクトルは、周波数とともに明らかに増加する傾向がある。 。したがって、一般的なスイッチング電源や方形波信号回路において、共通モード放射スペクトルはおおよそ最初に上昇し、その後下降する分布特性を示すことが多い。図8に示されるように、中間部分は特に制御または抑制が必要な部分である。

図8 一般的な台形波に対応する共通モード雑音放射強度の分布

四、 共通モードインダクタの選定

電源ラインにおいて、コモンモードノイズの発生源は比較的明確ですが、雑散要因は計測器で測定することが難しく、多くの場合、試験後の解析によって徐々に近似された結果が得られます。したがって、経験の蓄積が非常に重要です。本記事の第2節でコモンモードインダクタの応用を紹介した際、コモンモードノイズ振幅とそれに必要なコモンモードインダクタのインダクタンス値について理論的な推定を行い、それを初期実験の出発点とすることに触れました。

通常、AC-DC電源入力のフィルタ段で使用されるコモンモードインダクタは、磁心として閉磁回路の磁器リングを採用しています。これの利点は、非常に低い漏れインダクタンスと非常に高い結合係数を容易に実現できることです。高入力電圧かつ比較的低スイッチング周波数の場合においても、良好な高コモンモードインピーダンスを提供し、高い振幅のコモンモードノイズを抑制することができます。磁性材料の磁気透磁率が誘導成分に分類されることに加えて 損失成分にも分けられることを前提として 磁気コアが最大インピーダンス特性点に近づくか、それを超えると、損失成分がインピーダンスの主な部分を占めるようになります。このとき、ノイズ抑制は誘導性インピーダンスによってノイズ振幅を減少させることで達成されるのではなく、損失による発熱でノイズエネルギーを吸収することによって達成されます。したがって、適切な飽和度（過剰な飽和はインピーダンス低下を引き起こす）であれば、ノイズ抑制効果に影響を与えることはありません。そのため、電力用インダクタにおけるような飽和電流パラメータを探す必要はありません。

共通モードインダクタを選定する際には、漏れインダクタンスの部分についても考慮する必要があります。例えば、結合係数が99％の1mHのインダクタンスの場合、差動回路に10μHの漏れインダクタンスが存在します。差動モードノイズの抑制（通常はLCフィルターブリッジ）を検討する際には、この漏れインダクタンス部分も考慮に入れる必要があります。適度な漏れインダクタンスは高周波差動モードノイズの抑制に役立ちますが、共通モードインダクタは主に磁気閉じループコアを使用しているため、高電流時にコアの磁気飽和を起こしやすく、これにより電力変換効率やフィルタリングノイズ帯域幅に影響が出ることがあります。漏れインダクタンスの比率向上は、一般的に方形またはフレーム型の磁気コア構造（UU磁気コアやPQ磁気コアなど）を使用したり、非対称巻線を用いたりして実現できます。 )。具体的な選定は、ユーザーが差動共通モード分離器の識別試験を通じて行い、その必要性を判断する必要があります。

共通モードインダクタンスのパラメータには、主に片側インダクタンス値、Rdc、定格電流、定格電圧、耐電圧Hi potが含まれます。片側インダクタンス値は主に共通モードインピーダンスの大きさを決定します。Rdcは導線の直流損失であり、この損失によって発生する温度上昇により定格電流の制限が決まります。最後に、高圧ライン上で使用されるため、電圧制限と安全要件が個別に明記されます。ただし、ユーザーはフィルタリング効果の評価を好むため、一般的に仕様書には2種類のインピーダンス特性曲線の形式が記載されています。一つは図9-aに示すような共通モード／差動モードインピーダンス形式であり、もう一つは図9-bに示すような挿入損失dB形式です。この二つは等価であり、挿入損失dB形式の曲線は、共通モード／差動モードインピーダンスを50Ω＋50Ωのシステムに変換して描かれています。

図9 (a) コモンモード／差動モードインピーダンス形式 (b) 挿入損失dB形式

同一コモンモードシリーズにおいては、異なるサイズのパッケージ構造が、異なる電流容量およびフィルタリング帯域幅に適している。サイズが大きくなると磁心の磁気抵抗が低下し、巻線ターン数を減らすことができ、銅線の線径を太くしてより大きな電流ループを使用可能にする。インダクタンス値が高い場合や材料の透磁率の安定周波数が低いほど、適用可能なフィルタリング帯域幅は狭くなり、このようなコモンモードインダクタをループ内に配置しても高域側のノイズ抑制効果が得られない可能性がある。

コダカ 電子機器の共模インダクタは現在、主に信号線と電源線の2つの部分に分けられます。10シリーズ以上、50種類以上のパッケージサイズ、およびほぼ300種類の標準品型番があり、CAN BUSやRS485などの信号線、数ワットから数千ワットまでの出力範囲を持つ各種オフライン電源装置で広く使用されています。当社のR&D技術チームは、テストから解析まで、または仕様に応じたカスタマイズ対応を通じて、最終的なEMC認証取得までユーザーをサポートします。

参照

[1] インフィニオン テクノロジーズAG. Engineering_report_DEMO_5QSAG_60W1-AN-v01_00-EN.pdf www.infineon.com

[2] CODACA インダクタ製品情報： www.codaca.com

[3] Clayton R.Paul. 電磁両立性入門 第2版 Wiley-interscience.

[4] Bhag Singh Guru、Huseyin R. Hiziroglu. 電磁界理論基礎 第2版 ケンブリッジ大学出版局

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