Anwendungsklassifizierung und Auswahl von üblichen Modus-Drosselspulen

Eine der häufigsten Formen magnetischer Bauelemente ist die Induktivität, welche einen bestimmten Induktivitätswert aufweist und deren Impedanz somit mit steigender Frequenz zunimmt. Allein dadurch kann sie bereits als Filter erster Ordnung für Hochfrequenz betrachtet werden. Wenn sich das Filterobjekt, über das wir sprechen, von einem einzelnen Strompfad (Schleife oder Stromkreis) auf zwei oder mehrere Pfade ändert, ist es erforderlich, mindestens eine Drosselspule in jedem Pfad einzubauen, um dieselbe Wirkung bei der Hochfrequenzfilterung zu erzielen – dies lässt sich in praktischen magnetischen Bauelementen einfach und geschickt realisieren, und zwar in Form der hier besprochenen Gleichtaktdrossel. Warum ist das so? Weil bei mehreren Pfaden (z. B. am häufigsten zwei) der magnetische Fluss, der durch den Strom in gleicher Richtung erzeugt wird, von einem anderen Strompfad „mitgenutzt“ werden kann, wodurch eine zusätzliche Impedanz entsteht, auch bekannt als (magnetische) Kopplung. Somit lässt sich durch das Aufwickeln von zwei miteinander gekoppelten Spulenwicklungen um einen magnetischen Kern eine bessere Filterwirkung erzielen als mit zwei getrennten Induktivitäten.

Oben werden die grundlegenden funktionellen Eigenschaften von Gleichtaktinduktivitäten erläutert, nämlich die Filterung. Zunächst ist es daher notwendig, zwischen Transformatoren und Gleichtaktinduktivitäten zu unterscheiden, da letztere ebenfalls eine Kopplungsfunktion erfordern: Das Filtern unterdrückt (oder absorbiert) Geräusche auf der Leitung. Bezüglich der Anregungsrichtung handelt es sich um Gleichtakt, während Transformatoren jedoch den Spannungsimpuls übertragen, der die Stromversorgung repräsentiert, also Differentialmodus. Daher müssen Gleichtaktinduktivitäten ähnlich wie Sicherheitskondensatoren in Y-Konfiguration (über Schaltkreis zur Erdung oder Referenzerdung) verbunden sein, wohingegen Transformatoren in X-Konfiguration (quer zwischen Eingangs- und Ausgangsschaltung) geschaltet werden müssen. Zweitens benötigt die Bewertung und Messung des eigentlichen Gleichtaktfiltereffekts zusätzliche Hilfsschaltungen. In der praktischen EMV-(Elektromagnetische Verträglichkeit-)Prüfung wird jedoch häufig lediglich das durch die Kombination von Differential- und Gleichtakt entstehende Signal am Empfänger (LISN – Linear Impedance Stabilization Network) getestet, um festzustellen, ob die entsprechenden gesetzlichen Vorschriften (wie CE-Zertifizierung) eingehalten werden. Somit lässt sich die Funktion der Gleichtaktinduktivität oft nicht direkt im Datenblatt finden, was auch der Grund dafür ist, dass Ingenieure bei der Modellauswahl häufig auf Erfahrungswerte vertrauen und Simulationen vornehmen. Schließlich werden aufmerksige Leser feststellen, dass Gleichtaktinduktivitäten zwar als Induktivitäten bezeichnet werden, sich aber nicht von Leistungsinduktivitäten unterscheiden. Sie berücksichtigen weder Sättigungsstrom noch Energiespeicherung, und ihre englischen Bezeichnungen enden mit dem Begriff „choke“. Folglich bleibt ihre grundsätzliche Bedeutung weiterhin „Choke“. Wie wir später besprechen werden, ist es gerade dieser Choke-Effekt, der die Filterung ermöglicht, weshalb die Bezeichnung Gleichtakt-Choke-Spulen eher dem Funktionsprinzip entspricht.

Im folgenden Abschnitt erfahren wir mehr über die grundlegenden strukturellen Prinzipien, Anwendungsklassifizierungen und die Auswahl von üblichen Modus-Drosseln. Wir hoffen, Ihnen als Ingenieur hilfreich zu sein. Falls Sie Fragen haben oder den eingeführten Inhalt besprechen möchten, kontaktieren Sie uns bitte. Unser Ingenieurteam wird Ihnen nach Möglichkeit Unterstützung aus der Perspektive von Komponenten und Anwendungen bieten.

einheitliche Magnetfeldkopplung

Wie in Abbildung 1 gezeigt, verteilt die stromdurchflossene Spule A ein Magnetfeld im Raum nahe ihres Stromkreises (hier die Spule), dargestellt durch den magnetischen Fluss Фa (oder →Ba) (Anwendungsklassifizierung und Auswahl der magnetischen Flussdichte bei üblicher Modus-Drossel). Die Stärke des Magnetfeldes hängt von der Stromstärke, der Windungszahl der Spule, der effektiven Querschnittsfläche sowie davon ab, ob ein magnetischer Kern vorhanden ist. Der magnetische Fluss in der Mitte der Spule lässt sich ungefähr ausdrücken als:

Dabei ist die magnetische Permeabilität umso größer, je näher ein magnetischer Kern im Zentrum der Spule liegt desto größer ist die entsprechende äquivalente magnetische Kreislänge je kürzer sie ist, desto größer wird der magnetische Fluss unweigerlich sein. Dies ist eine Standardinduktivitätsstruktur und ihre entsprechende räumliche magnetische Flussverteilung. Es ist erwähnenswert, dass ihre Flussverteilung nicht von Stromänderungen abhängt und eine Identitätsbeziehung darstellt. Ihr Wesen leitet sich aus dem Gaußschen Magnetfeldgesetz in Maxwells elektromagnetischen Gleichungen ab.

Abb. 1 Die räumliche magnetische Feldverteilung der unter Spannung stehenden Spulen A und B

Wenn eine weitere Spule B im Raum einer stromdurchflossenen Spule A in einem bestimmten räumlichen Verhältnis nähert (wie in Abb. 1 gezeigt), wird der magnetische Fluss, der teilweise von Spule A erzeugt wird, unweigerlich auch Spule B durchdringen und somit eine gemeinsame Beziehung entstehen. Laut dem Ampere’schen Gesetz wird in der Leiterschleife der Spule B eine induzierte elektromotorische Kraft beziehungsweise eine induzierte Spannung erzeugt, sobald sich der magnetische Fluss innerhalb dieser Schleife ändert. Vorauszusehen ist, dass, falls Spule B eine offene leitfähige Spule ist, kein Schleifenstrom entstehen kann, sondern lediglich eine induzierte Spannung an den Enden der Spule B gebildet wird. Da kein Strom durch die Schleife fließt, wird entsprechend auch kein räumliches Magnetfeld erzeugt. Ist Spule B jedoch eine geschlossene Schleife, so wird definitiv ein Schleifenstrom entstehen, also ein induzierter Strom. Gleichzeitig wird aufgrund dieses induzierten Stroms eine umgekehrt wirkende räumliche Magnetfeldverteilung entstehen. Abhängig von der räumlichen Beziehung zwischen Spule B und Spule A wird Spule A zwangsläufig einen Anteil des von Spule B erzeugten magnetischen Flusses übernehmen. Welches Ergebnis ergibt sich letztendlich aus solch einer gegenseitigen Induktion? Offensichtlich wird Spule B keinerlei Änderung des magnetischen Flusses spüren, wenn Spule A nur von einem konstanten Strom durchflossen wird und sich Spule B an einer festen Position befindet. Somit kann gegenseitige Induktion nur dann stattfinden, wenn ein veränderlicher Strom (z. B. Wechselstrom) in Spule A erzeugt wird. In einer Einzelbeziehung (ausschließlich bei der Situation betrachtet, bei welcher eine Spule mit einer anderen Spule gepaart ist), hat der induzierte Strom immer eine Wirkung darauf, die Änderung des magnetischen Flusses zu kompensieren. Daher wirkt sich Spule B entsprechend so auf Spule A aus, dass sie genau die Änderung des magnetischen Flusses aufhebt, welche Spule A an Spule B weitergibt. Der magnetische Fluss, den beide Spulen teilen, wird somit gegenseitig in seiner Änderung aufgehoben.

Magnetische Feldkopplung in fester Position (im Unterschied zu Elektromotoren oder Generatoren) beschreibt die Wechselwirkung zwischen verschiedenen Spulen aufgrund gemeinsamer magnetischer Flüsse unter Wechselstrombedingungen. Als Transformator zur Leistungsumwandlung oder Signalisolation oder als Common-Mode-Drossel zur Stromkompensation handelt es sich hierbei um eine magnetische Feldkopplung. Bei der Konstruktion oder Herstellung einer Common-Mode-Drossel stellt sich stets eine Frage, die unvermeidlich ist: Welche Parameter müssen die beiden Spulen sicherstellen, um die Anforderungen zu erfüllen? Oder welche weiteren Anforderungen sind neben Strom und einseitiger Induktivität zu berücksichtigen, um das Verhältnis zwischen beiden zu beachten? Eine übliche Parameteranforderung besteht darin, dass der Messfehler auf beiden Seiten hinreichend gering sein muss, oder manchmal muss der Kopplungsfaktor ein hohes Niveau erreichen (z. B. 98 %). Dies liegt daran, dass es sich bei einer Common-Mode-Drossel vom Typ Stromkompensation handelt, bei der eine zu große Streuinduktivität einen erheblichen Einfluss auf das Differenzmodensignal hat, entweder durch unnötige Differenzmodenimpedanz (was zu Signaldämpfung oder reduzierter Differenzmodenbandbreite führt) oder durch magnetische Kernsättigung und dadurch beeinträchtigte Unterdrückung von Common-Mode-Rauschen. Daher ist es erforderlich, den Kopplungsfaktor der magnetischen Feldkopplung zu regulieren.

Wenn eine magnetische Feldkopplung zwischen zwei Spulen über ein Kopplungsmedium (magnetischer Kern) mit gleichmäßiger magnetischer Permeabilität erfolgt, ist der spezifische magnetische Fluss, der von Spule A zu Spule B geteilt wird, im Gegensatz dazu entspricht es . Da der geteilte magnetische Fluss (magnetische Feldkopplung) dann entsprechend der gegenseitigen Induktivität definiert werden kann, lässt er sich als Anwendungsklassifizierung und -auswahl einer Gleichtaktinduktivität bzw. als Anwendungsklassifizierung und -auswahl einer Gleichtaktinduktivität definieren und  : 

Der gesamte geteilte magnetische Fluss am Ende der Induktionsspule ist auch bekannt als Verkettung (Verkettung, ), welcher durch die Beziehung ausgedrückt werden kann zwischen der auf der magnetischen Flussdichte basierenden und magnetischen Vektorposition: position:

Der durch Spule A auf jedem Punkt von Spule B verteilte magnetische Vektor (im Durchschnittsfall der Anwendungsklassifizierung und -auswahl mit einem Abstand von Mittelpunkt zu Mittelpunkt der Gleichtaktinduktivität):

Die Flussverkettung zwischen Spule A und Spule B ergibt sich wie folgt:

Daher die gegenseitige Induktivität die auf Spule A von Spule B ausgeübt werden, sind wie folgt:

Das gleiche Prinzip kann angewandt werden, um den Ausdruck für den/die/das:

Wie bereits erwähnt, erfolgt die magnetische Feldkopplung zwischen zwei Spulen über ein Kopplungsmedium (magnetischer Kern) mit gleichmäßiger magnetischer Permeabilität. Daher , offensichtlich:

Die obige Erklärung besagt, dass zwei Spulen, die auf denselben magnetischen Kern gewickelt sind, dieselbe gegenseitige Induktivität aufweisen, dargestellt durch M. Der detaillierte Beweisprozess kann sich auf die Formel von Neumann beziehen. Angenommen, der gesamte magnetische Fluss von Spule A ist der geteilte Teil der Anteil von , das heißt . Ebenso ist der Kopplungskoeffizient der Spule B das , es gilt dann:

Daher kann aus der obigen Gleichungsbeziehung der Zusammenhang zwischen der Mutualinduktivität zweier Spulen und deren individuellen Induktivitäten abgeleitet werden:

Dies ist die Herkunft des magnetischen Kopplungsfaktors k: Die tatsächliche Gleichtaktinduktivität lässt sich bestimmen, indem die Induktivitätswerte der beiden Spulenwicklungen einzeln (die andere Spule bleibt offen) sowie die Streuinduktivität (die andere Spule bleibt kurzgeschlossen) gemessen werden, ), und die entsprechenden Werte der Mutualinduktivität sowie des Kopplungsfaktors k. Konkret lässt sich bei einem sehr symmetrischen Gleichtaktinduktivitätsfilter, der auf einen Ringkern mit hoher Permeabilität gewickelt ist (z. B. ein MnZn-Ferrit-Ring), feststellen, dass die Induktivitätswerte beider Wicklungen sehr eng beieinander liegen und die Höhe der Streuinduktivität nahezu . Es lässt sich erkennen, dass je höher der Kopplungsfaktor ist, desto geringer ist die Streuinduktivität.

iI. Anwendung von Gleichtaktinduktivitäten

Wie am Anfang dieses Artikels erwähnt, ist eine Gleichtaktinduktivität nichts weiter als eine Induktivität, die gleichzeitig über zwei Stromkreise geschaltet ist. Ihre Funktion besteht darin, Gleichtaktrauschen zu unterdrücken oder abzuschwächen, das auf beiden Stromkreisen vorhanden sein kann. Diese beiden parallelen Stromkreise sind jedoch nicht auf den Fall beschränkt, ein Differenzialschaltkreis zu bilden, wie beispielsweise die Leiter L und N in einem Paar von Netzleitungen oder die D+ und D--Leitungen an einer Datenschnittstelle. Aufgrund der Entstehung von Gleichtaktrauschen kann es erforderlich sein, dieses zwischen Übertragungsleitungen zu unterdrücken, die sich eine gemeinsame Masse teilen.

Um die Anwendung der Gleichtaktinduktivität bestimmen zu können, ist es zunächst erforderlich zu verstehen, wie Gleichtaktrauschen entsteht: Wie in Abbildung 2 dargestellt (Referenzschaltung für eine 60-Watt-Schaltungsversorgung von Infineon: DEMO_5QSAG_60W1), handelt es sich bei dem Eingangsterminal um den Netzanschluss mit 85~300VAC, und die Leitungen L, N am Stromanschluss bilden gemeinsam mit der Referenzerde eine gemeinsame Masse. Tatsächlich besteht auch eine Verbindung über einen Schutzleiter (Green Line) mit dieser Referenzerde, der wiederum mit der physischen Erdung verbunden ist. Die Leitung L und die Leitung N bilden nun den Stromkreis und sind über den Primärseite dieses Flyback-Transformators geschaltet. Als Haupt-Leistungsschaltertransistor (Q11) wird ein 800-Volt-Super-Junction-MOSFET-Typ IPA80R600P7 verwendet, dessen maximale Rds(on)-Grenze bei 600 mΩ liegt. Um die Wärmeabgabe zu begrenzen, wird üblicherweise ein Kühlmittel (Aluminium-Kühlrippen) an seinem Gehäuse angebracht, was die Streukapazität seiner Hochspannungsanschlüsse zur Erde erhöht, kapazitive Kopplung verursacht und dadurch Hochspannung und hochfrequente Eingangsspannung koppeln, um ein Potential mit Rauscheigenschaften zu erzeugen. Auch die Leitungen L und N am Eingangsanschluss nehmen dieses Potential über die Referenzerde auf und bilden somit eine Gleichtaktrauschquelle. Es ist erwähnenswert, dass kapazitive Kopplung als hauptsächliche Gleichtaktrauschquelle, mit der bei der Leitungsgebundenen Messung im EMC-Test umzugehen ist, weit verbreitet in verschiedenen Netzteilen mit AC-DC als Hauptform und unterschiedlichen Topologien existiert. Gleichzeitig gibt es tatsächlich viele kleine Stromkreise auf der Primär- und Sekundärseite des Transformators, wobei jeder kleine Stromkreis den Rauschstrom der induktiven Kopplung verstärkt, was ebenfalls schwer vorhersehbares Gleichtaktrauschen oder Gegentaktrauschen verursachen kann. Dies führt daher zu vielen Unsicherheiten bei der EMC-Korrektur, was auch der Grund dafür ist, dass elektromagnetische Verträglichkeit nach wie vor nicht durch Simulationssoftware simuliert werden kann.

Abb.2 Beispiel für EMI-Konformitätsstrategie-Komponenten (Infineon DEMO_5QSAG_60W1)

Um die Größenordnung des Gleichtaktrauschens abzuschätzen, ist es üblicherweise erforderlich, die Streukapazität im Gleichtaktrauschkreis anzunehmen, welche typischerweise im Bereich von einigen zehn Picofarad liegt. Im Beispiel aus Abb.2 wird eine Streukapazität von 20pF angenommen; bei einer Eingangsspannung von 230Vac und einer Schaltfrequenz des Hauptleistungsschalttransistors von 200kHz beträgt die gesamte Einschalt- und Ausschaltimpulsbreite 1 µs, während die Anstiegs- und Abfallzeiten jeweils 0,2 µs betragen. Die maximale Spannung am Eingangsterminal lautet , der Tastgrad der über den Schalter geleiteten Wechselspannung beträgt . Die erste Eckfrequenz in der spektralen Dichteverteilung ist:

Die entsprechende Spannung am ersten Peak (1. Harmonische, 1. Oberschwingung) in der spektralen Dichteverteilung ist:

Bei einer Schaltung mit Gleichtaktrauschen, ohne Anschluss einer Gleichtaktinduktivität, kann der maximale Gleichtromstrom abgeschätzt werden, indem die serielle Ersatzimpedanz (z. B. Leitungswiderstand, parasitäre Induktivität usw.) ignoriert wird, wie in Abbildung 3 gezeigt. Beim Anschluss an ein LISN (Linear Impedance Stabilization Network) ist die Höhe des Gleichtaktsroms:

Daher wird die Amplitude der Gleichtaktrauschspannung, die vom Leitungsprüfungsempfänger (Spektrumanalysator) am LISN-Anschluss empfangen wird, sein:

Obwohl das tatsächliche Ergebnis, das auf dem Prüfungsempfänger festgestellt wird, ist:

Das heißt, die Amplituden von Gleichtaktrauschen und Differenzmodenrauschen überlagern sich. Offensichtlich verbessern sich jedoch die endgültigen Testergebnisse, solange das Gleichtaktrauschen unterdrückt wird. Daher gilt beispielsweise für den EMV-Standard EN55022 für konventionelle Kommunikations- und Industrieanwendungen, dass die Amplitude QP im Bereich von im Frequenzbereich von 150 kHz bis 500 kHz unterschritten werden muss. Daher ist das Maximum dämpfung des Störsignals im Gleichtakt muss an dieser Stelle erfolgen. Am Beispiel eines Dämpfungsziels von -20 dB lässt sich durch eine einfache Berechnung zeigen, dass der wesentliche Impedanzanteil im Gleichtaktkreis auf die Streukapazität zurückgeht, welche etwa 25 KΩ beträgt. Wie aus Abb. 4 hervorgeht, ergibt sich die entsprechend erforderliche Gleichtaktimpedanz zu etwa 250 KΩ, was in eine Gleichtaktinduktivität von 125 mH umgerechnet werden kann.

Abb. 3 Schaltbild des Leitungsleistungs-Tests bei der EMC-Prüfung (Schaltplan des Gleichtaktstörsignals und des Differenzmodensignals)

Abb. 4 Zusammenhang zwischen dem Einfügedämpfungs-Schaltkreis des Filters (links) und der zugehörigen Dämpfungsamplitude sowie Filterimpedanz (rechts)

Neben der üblichen Anwendung von Gleichtaktinduktivitäten auf Stromleitungen finden sich diese auch häufig auf Hochgeschwindigkeitssignalleitungen, wie z.B. USB 3.0, HDMI, LAN usw., oder einigen LVDS-Signalleitungen wie CAN BUS, SPI oder RS232, RS485 usw. Der Einsatz von Gleichtaktdrosseln auf Signalleitungen hat ebenfalls die Funktion, Gleichtaktstörungen zu unterdrücken, wie beispielsweise das geforderte Gleichtaktausstoßverhältnis zur Erfüllung bestimmter Kommunikationsspezifikationen. Allerdings kommt der wichtigere Aspekt von ihrem begleitenden Stromkompensationseffekt, wie bereits am Anfang erwähnt, handelt es sich hierbei um stromkompensierte Gleichtaktdrosseln.

Wie in Abb. 5 gezeigt, werden Hochgeschwindigkeitssignalleitungen im Allgemeinen zur Signalübertragung differentiell betrieben. Auf den Signalleitungen gibt es Widerstände, Streukapazitäten und verteilte Induktivitäten. Twisted-Pair-Kabel können Streukapazitäten effektiv reduzieren, aber sie können die verteilten Induktivitäten nicht beseitigen. Daher entsteht am Empfängerende eine Differenzeingangsinduktivität, und der Kopplungsstrom auf der Leitung erzeugt Rauschen im Signalschema. Dieses Rauschen ist fast symmetrisch an beiden Enden des Empfängers verteilt. Da nun eine Gleichtaktinduktivität an der Eingangsposition des Empfängers eingebaut ist, werden die nahezu gleich großen Rauschanteile durch die Wicklungskopplung der Gleichtaktinduktivität kompensiert, wodurch das Kopplungsrauschen stark reduziert wird. Das heißt, der Stromkompensationseffekt verringert das Eingangsrauschen am Empfänger.

Abb.6 Der Übertragungsprozess von Differenzsignalen entlang der Übertragungsleitung vom Sendende zum Empfängerende (links) und die Verbesserung durch die Verwendung von Gleichtaktinduktivitäten am Empfängerende (rechts)

Im Augendiagramm des Signals, wie in Abb. 6 gezeigt, wird durch die Reduzierung des Einfügedämpfungsverlusts, der durch Leitungs-Streuinduktivität verursacht wird, das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert, was insbesondere bei längeren Übertragungsleitungen oder Hochgeschwindigkeitssignalleitungen wichtig ist. Im Allgemeinen handelt es sich bei den für die oben genannten Signalanschlüsse verwendeten Übertragungsleitungen um Impedanzleitungen mit 90~120 Ω. Abhängig von den spezifischen Bandbreitenanforderungen des Signals werden üblicherweise Common-Mode-Drosseln mit Impedanzwerten im Bereich von 1 bis 10-facher Stärke ausgewählt, um eine Common-Mode-Dämpfung von -6 dB bis -20 dB sicherzustellen. Dies ähnelt der zuvor erwähnten Anwendung im Stromversorgungsbereich und hängt von der Impedanzgröße des jeweiligen Common-Mode-Rauschkreises ab. Selbstverständlich nimmt die Common-Mode-Impedanz des Systems mit steigender Frequenz (bedingt durch die Anforderungen an die Hochgeschwindigkeitssignalübertragung) ab, wobei eine zu hohe Induktivität die Filterbandbreite verringert. Daher ist es erforderlich zu prüfen, ob die ausgewählte Induktivität den Übertragungsanforderungen von Hochgeschwindigkeitssignalen entspricht.

Abb. 6 Blockschaltbild der Signalqualität, beeinflusst durch Dämpfungsverluste auf differentiellen Übertragungsleitungen

drei, Die Gefährdung durch Störungen im Gleichtakt

Also, was ist das Problem mit Störungen im Gleichtakt? Warum ist es bei der EMC-Prüfung oft notwendig, den Fokus auf die Unterdrückung von Gleichtaktstörungen in der Schaltung zu legen? Zunächst ist es natürlich erforderlich, um die EMC-Zertifizierungsstandards verschiedener Länder einzuhalten, die Amplitude von Gleichtakt- und Differenzmodensignalen zu begrenzen, die Produktsicherheit zu gewährleisten und mögliche schädliche Auswirkungen auf das Stromnetz oder benachbarte Geräte seitens des elektrischen Verbrauchs zu reduzieren. Zweitens: Aus Sicht der Leistungsintegrität und Signalintegrität arbeiten die meisten elektrischen Geräte und Apparatesteuerungen mit niedriger Spannung, wobei zusätzliches Rauschpotential zu abweichenden Steuersignalen oder übertragenen Daten führen kann, sogar zu Fehlern und Stillständen. Diese abnormalen Störungen können sowohl von der Leiterplatine als auch von deren hochfrequenten Störemissionen stammen, wie beispielsweise das Abkoppeln von mobilen Geräten oder pfeifende Störgeräusche beim Rundfunk. Schließlich kann übermäßiges Gleichtaktrauschen in Form von Hochfrequenzstrahlung in den Raum abgestrahlt werden, beispielsweise in größeren Gleichtaktkreisen oder an leitfähigen Strukturen, die Antennen ähneln, und damit langfristige Gesundheitsgefahren darstellen, die für Menschen kaum bemerkbar sind.

Um das Problem zu vereinfachen, leiten wir die Übertragungsleitung in ein Hertz'sches magnetisches Dipolpaar um und erhalten so das in Abb. 7 gezeigte Modell der Gleichtaktstörstrahlung. Der Abstand zwischen dem Messpunkt und der Mitte der Gleichtaktübertragungsleitung ist d. Dieser ist im Allgemeinen viel größer als die Abmessungen der Schaltung, weshalb es sich um einen Fernfeld-Messpunkt handelt. Somit gilt für die Feldstärke der Antennenausstrahlung folgende Beziehung:

Dazu gehören ist die Phasenkonstante, die zur Strahlungswellenlänge gehört, ist der Abstand zwischen den Messpositionen, ist der Winkel in einer Ebene, der um θ Grad von der Antennenausstrahlungsrichtung abweicht, und bei hertzschen magnetischen Dipolen gilt , und , welche Werte von der Antennenart abhängen. Da die im Fernfeld empfangene Strahlung durch die gleichzeitige Wirkung zweier Gleichtaktleitungen unter einem Winkel von verursacht wird, ergibt sich folgender Zusammenhang:

Für Gleichtaktstörungen, wie in Abb. 7 dargestellt, und wird die maximale Strahlung am Messpunkt wie folgt berechnet:

Wenn der Leiterabstand s hinreichend klein ist, Kann dies vereinfacht ausgedrückt werden als:

Daher ist die Intensität der Gleichtaktabstrahlung proportional zur Länge der gemeinsamen Leitung und nimmt mit zunehmendem Abstand ab. Ein Beispiel für die Größenordnung dieser Amplitude: Angenommen, die Länge der gemeinsamen Leitung beträgt 1 Meter und die Amplitude des gemeinsamen Stroms liegt bei 7,96 µA, entsprechend einem 3-Meter-Feldtest nach FCC Class B bei 30 MHz, dann ergibt sich folgende Abstrahlungsintensität:

Diese Intensität entspricht genau dem Standardgrenzwert. Befindet sich ein 1 Meter langer Leiter oder eine Person am 3-Meter-Testpunkt, verspürt diese eine Spannung von 100 µV. Eine langfristige Exposition in einer solchen Umgebung hat erhebliche Auswirkungen auf die menschliche Gesundheit, und die akkumulierte Strahlung kann verschiedene chronische Erkrankungen oder individuelle Verletzungen verursachen, was ebenfalls die wesentliche Bedeutung der EMC-Zertifizierung darstellt.

Abb. 7 Abstrahlungsmodell und Testpunktdiagramm des Gleichtaktgeräusches

Die Wellenformstruktur der meisten Schaltkreise lässt sich als trapezförmige Welle klassifizieren, wobei ihr Frequenzspektrum zwei Abschnitte mit abnehmender Dämpfung aufweist, um mit zunehmenden Harmonikanteilen. Die Knotenpunkte sind die erste Eigenfrequenz und die Übergangsfrequenz. Das Frequenzspektrum der Abstrahlungsintensität des zuvor genannten Gleichtaktsignals nimmt mit steigender Frequenz deutlich zu, und zwar umso stärker, je höher die Frequenz ist. . Daher zeigt das Gleichtakt-Abstrahlspektrum bei üblichen Schaltnetzteilen und Rechtecksignalschaltungen ungefähr den in Abb. 8 dargestellten Verlauf, bei dem es zunächst ansteigt und danach wieder abfällt. Daher ist der mittlere Abschnitt der Bereich, der einer besonderen Steuerung oder Dämpfung bedarf.

Abb. 8 Verteilung der Gleichtaktabstrahlungsintensität entsprechend üblicher Trapezsignale

iV. Auswahl von Gleichtaktinduktivitäten

Bei Stromleitungen ist die Quelle des Gleichtaktrauschens relativ eindeutig, jedoch sind Streuparameter schwer mit Messgeräten zu erfassen. In den meisten Fällen werden die Ergebnisse durch Analysen nach Tests schrittweise angenähert, weshalb gesammelte Erfahrung sehr wichtig ist. Als im zweiten Abschnitt dieses Artikels die Anwendung von Gleichtaktinduktivitäten beschrieben wurde, war bereits die Rede davon, dass die theoretische Abschätzung der Amplitude des Gleichtaktrauschens sowie der entsprechenden Induktivitätswerte der Gleichtaktinduktivitäten als Ausgangspunkt für frühe Versuche dienen kann.

Üblicherweise verwendet der in der Filterstufe der AC-DC-Leistungseingabe verwendete Common-Mode-Drossel einen geschlossenen magnetischen Kreis als Ringkern als magnetischen Kern. Der Vorteil dabei ist, dass sich sehr geringe Streuinduktivitäten und sehr hohe Kopplungskoeffizienten leicht erreichen lassen. Bei hohem Eingangsspannungsniveau und vergleichsweise niedriger Schaltfrequenz kann er eine gute hohe Gleichtaktimpedanz bieten, um die Amplitude von Gleichtaktrauschen mit hoher Amplitude zu unterdrücken. Aufgrund der Tatsache, dass die magnetische Permeabilität von magnetischen Materialien in induktive und verlustbehaftete Anteile unterteilt werden kann und den Verlustanteil Wenn der magnetische Kern dem höchsten Punkt der Impedanzkennlinie nahekommt oder diesen überschreitet, wird der Verlustanteil den Hauptteil der Impedanz ausmachen. Zu diesem Zeitpunkt wird die Geräuschunterdrückung nicht mehr durch Reduzierung der Geräuschamplitude mittels induktiver Impedanz erreicht, sondern durch Absorption der Geräuschenergie über Verlustwärme. Daher wird ein angemessenes Sättigungsmaß (eine zu starke Sättigung führt zu einer Verringerung der Impedanz) die Wirkung der Geräuschunterdrückung nicht beeinträchtigen, sodass es nicht notwendig ist, nach Sättigungsstromparametern zu suchen, wie sie beispielsweise bei Leistungsinduktoren verwendet werden.

Beim Auswählen von Gleichtaktinduktivitäten. Gleichzeitig, wenn der Streuinduktivitätsteil vorliegt, wie beispielsweise eine 1-mH-Induktivität mit einem Kopplungskoeffizienten von 99 %, wird eine Streuinduktivität von 10 µH im Differentialstromkreis auftreten. Bei der Betrachtung der Differenzmoden-Rauschunterdrückung (üblicherweise LC-Filterbrücke) muss ebenfalls diese Streuinduktivität berücksichtigt werden. Eine moderate Streuinduktivität ist hilfreich bei der Unterdrückung von hochfrequentem Differenzmodenrauschen, jedoch verwenden Gleichtaktinduktivitäten hauptsächlich magnetisch geschlossene Kerne, wodurch es bei hohen Strömen leicht zur Kernsättigung kommt, was die Leistungswandlungs-Effizienz sowie den Filterrauschbandbreite beeinflusst. Die Erhöhung des Anteils an Streuinduktivität lässt sich üblicherweise durch den Einsatz quadratischer oder rahmenförmiger Magnetkernstrukturen (UU-Magnetkern oder PQ-Magnetkern usw.) erreichen, oder durch asymmetrische Wicklungen ). Die spezifische Auswahl muss durch Identifikationstests mit einem Differenzial-Common-Mode-Separator durch den Benutzer bestimmt werden, um festzustellen, ob dies erforderlich ist.

Bei den Parametern der Gleichtaktinduktivität gehören hauptsächlich der einseitige Induktivitätswert, Rdc, Nennstrom, Nennspannung und die Spannungsfestigkeit (Hi-Pot) dazu. Der einseitige Induktivitätswert bestimmt vor allem die Höhe der Gleichtaktimpedanz. Rdc ist der Gleichstromverlust des Drahtes, wobei durch den Verlust verursachte Temperaturerhöhung die Grenze des Nennstroms erzeugt. Schließlich werden diese Bauteile an Hochspannungsleitungen verwendet, weshalb die Spannungsgrenzen und Sicherheitsanforderungen gesondert gekennzeichnet sind. Benutzer ziehen jedoch meistens die Beurteilung der Filterwirkung vor, weshalb im Datenblatt in der Regel zwei Formen von Impedanzkennlinien angegeben werden. Eine davon ist die Form der Gleichtakt-/Differenzmodus-Impedanz gemäß Abbildung 9-a, die andere ist die Einsetzdämpfung in dB-Form gemäß Abbildung 9-b. Beide Darstellungen sind äquivalent, wobei die Kurvenform der Einsetzdämpfung in dB durch Umrechnung der Gleichtakt-/Differenzmodus-Impedanz in ein System mit 50 Ω + 50 Ω entsteht.

Abb.9 (a) Gleichtakt/Differenzmodus-Impedanzform (b) Dämpfungsmaß in dB-Form

Für die gleiche Gleichtaktreihe sind Gehäusestrukturen unterschiedlicher Größen für verschiedene Stromstärken und Filterbandbreiten geeignet: Je größer die Größe, desto geringer der magnetische Widerstand des Magnetkerns, wodurch die Windungszahl reduziert werden kann, sodass der Kupferdrahtdurchmesser vergrößert und ein größerer Stromkreis verwendet werden kann; je höher der Induktivitätswert oder je niedriger die Stabilfrequenz der Materialpermeabilität ist, desto enger ist die anwendbare Filterbandbreite, und eine solche Gleichtaktdrossel, die in den Schleifenkreis eingebaut ist, unterdrückt hochfrequente Störungen möglicherweise nicht effektiv.

Codaca Die üblichen Common-Mode-Drosseln in der Elektronik sind derzeit hauptsächlich in zwei Bereiche unterteilt: Signal- und Stromversorgungsleitungen. Es gibt mehr als 10 Serien und 50 verschiedene Gehärmegrößen sowie nahezu 300 unterschiedliche Standard-Bauteilnummern. Sie finden breite Anwendung in Signalleitungen wie CAN-Bus, RS485 und verschiedenen Offline-Stromversorgungseinrichtungen mit Leistungen von wenigen Watt bis zu mehreren Kilowatt. Unser Forschungs- und Entwicklungsteam kann Benutzer zudem von Tests über Analysen unterstützen oder angepasste Spezifikationen anbieten, um letztendlich die relevanten EMC-Zertifizierungen erfolgreich abzuschließen.

Referenz

[1] Infineon Technologies AG. Engineering_report_DEMO_5QSAG_60W1-AN-v01_00-EN.pdf. www.infineon.com

[2] CODACA Drosselproduktinformation: www.codaca.com

[3] Clayton R. Paul. Introduction to Electromagnetic Compatibility. 2. Auflage. Wiley-Interscience.

[4] Bhag Singh Guru und Huseyin R. Hiziroglu. Electromagnetic Field Theory Fundamentals. 2. Auflage. Cambridge University Press.

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