Applikationsklassificering och val av gemensamma modusinduktanser

En av de vanligaste formerna av magnetiska komponenter är induktans, som har en viss induktansvärde och därmed ökar dess impedans med ökande frekvens. En sådan kan ensam betraktas som ett första ordningens högfrekvensfilter; När det objekt vi diskuterar filtrering av ändras från en enskild strömväg (loop eller kretslöp) till två eller flera, är det nödvändigt att placera minst en induktans på varje väg för att uppnå samma högfrekvensfiltreringseffekt - detta kan lätt och skickligt konstrueras i praktiska magnetiska komponenter, vilket är den gemensamma modsspole vi talar om här. Varför? Därför att när det finns flera vägar (till exempel de två mest vanliga), kan det magnetiska flödet som genereras av ström i samma riktning "delas" med en annan strömväg, vilket gör att den ekvivalenta impedansen ökar, även känd som (magnetisk) koppling. Genom att linda två ömsesidigt kopplade spolar kring en magnetisk kärna kan därför en bättre filtreringseffekt uppnås än om två separata induktanser används.

Ovanstående introducerar de grundläggande funktionskarakteristika som gäller för common mode-induktanser, nämligen filtrering. För det första är det därför nödvändigt att skilja mellan transformatorer och common mode-induktanser som även kräver kopplingsoperation, eftersom filtrering undertrycker (eller absorberar) brus på ledningen. Från exiteringsriktningen är det common mode, men transformatorer överför spänningsexiterande ström som representerar effekt, vilket är differential mode. Därför, likt kopplingen av säkerhetskondensatorer, behöver common mode-induktanser vara i Y-koppling (genom jordkretsen eller referensjordkretsen), medan transformatorer måste vara i X-koppling (tvärs över ingångs- och utgångskretsarna). För det andra kräver utvärdering och mätning av deras egna common mode-filtereffekt användning av ytterligare hjälpkretsar. I praktiska EMC-tester (elektromagnetisk kompatibilitet) testas dock ofta bara mottagarsignalen (LISN - Linear Impedance Stabilization Network) som orsakas av kombinationen av differential mode och common mode, för att avgöra om den uppfyller de tillhörande regleringsstandarderna (t.ex. CE-märkning). Därför är det ofta svårt att hitta svar i specifikationsböckerna beträffande common mode-induktansens roll, vilket också är anledningen till att ingenjörer ofta förlitar sig på erfarenhet för att göra simuleringsprognoser vid modellval. Slutligen kommer observanta läsare att märka att common mode-induktanser kallas induktorer, men inte skiljer sig från effektinduktanser. De tar inte hänsyn till mättnadström eller energilagring, och deras engelska namn slutar med 'choke'. Därför är deras grundbetydelse fortfarande 'choke'. Som vi kommer att diskutera senare är det just på grund av deras choke-effekt som de kan uppnå filtrering, så att benämningen common mode choke coils stämmer bättre överens med deras princip.

I följande avsnitt kommer vi att lära oss om de grundläggande strukturella principerna, användningsklassificeringarna och den relaterade selektionen av vanliga modusinduktanser, i hopp om att vara till hjälp för dig som ingenjör. Samtidigt, om du har några frågor eller vill diskutera den relevanta introduktionen, vänligen kontakta oss. Vårt ingenjörsteam kommer att ge dig så mycket hjälp som möjligt utifrån komponent- och applikationsperspektiv.

i. Magnetiskt fältkoppling

Som visas i Fig. 1 kommer den matade spolen A att distribuera ett magnetfält i det omgivande utrymmet nära dess strömkrets (här spolen), representerat av magnetflödet Фa (eller →Ba) (magnetisk flödestäthet hos vanlig modusinduktans). Styrkan i magnetfältet beror på strömmens storlek, antalet varv på spolen, den effektiva tvärsnittsarean samt om det finns en magnetisk kärna. Magnetflödet i spolens centrum kan ungefärligen uttryckas som:

Bland dem, om det finns en magnetisk kärna i midskivans centrum, dess magnetiska permeabilitet ju större den är, desto längre blir den motsvarande ekvivalenta magnetkretsens längd ju kortare den är, desto större kommer den magnetiska flödestätheten att vara. Detta är en standard induktansstruktur och dess motsvarande rumsliga magnetflödesfördelning. Det bör noteras att dess magnetflödesfördelning inte beror på förändringar i ström och är en identitetsrelation. Dess väsen härleds från Gauss magnetfältlag i Maxwell's elektromagnetiska ekvationer.

Fig. 1 Fördelningen av det rumsliga magnetfältet hos spolarna A och B under pådrag

När en annan spole B i rymden närmar sig den strömförande spolen A i ett visst positionsförhållande (som visas i Fig.1) kommer den magnetiska flödesdel som fördelas av spole A oundvikligt att passera genom spole B och därmed skapa ett delat förhållande. Enligt Ampères lag kommer, när det magnetiska flödet i kretsen som omsluts av spole B förändras, en inducerad elektromotorisk kraft, eller inducerad spänning, att genereras i spole B:s krets. Det kan förutspås att om spole B är en öppen ledande spole kan ingen kretsström bildas, utan endast en inducerad spänning uppstå i båda ändarna av spole B. Eftersom det inte finns någon ström i dess krets kommer inget motsvarande magnetfält i rymden att genereras naturligt; dock, om spole B är en sluten krets kommer det definitivt att uppstå en kretsström, det vill säga en inducerad ström. Samtidigt kommer den inducerade strömmen att skapa en omvänd fördelning av det magnetiska fältet i rymden. Enligt det spatiala förhållandet mellan spole B och spole A kommer spole A oundvikligt att dela den distribuerade magnetiska flödesdel som tillhör spole B. Så, vad blir det slutgiltiga resultatet av en sådan ömsesidig induktion? Tydligt sett kommer spole B inte att märka någon förändring av det magnetiska flöde den delar på en fix position om spole A endast har en konstant ström. Därför kan ömsesidig induktion ske endast när en varierande ström (till exempel växelström) genereras i spole A. I ett situation med ett ett-till-ett-förhållande (endast betraktar situationen där en spole kombineras med en annan spole) har den inducerade strömmen alltid en effekt som motverkar förändringen i magnetiskt flöde. Alltså kommer den motsvarande påverkan från spole B på spole A precis att upphäva den förändring av magnetiskt flöde som delats av spole A till spole B. Det magnetiska flödet som delas mellan de två spolarna kommer att upphäva varandra vad gäller förändring.

Magnetfältskoppling i en fast position (annorlunda än hos elmotorer eller generatorer) beskriver växelverkan mellan olika spolar på grund av delad magnetisk flödestäthet under växelströmsförhållanden. Som en transformator för effektomvandling eller signalisolation, eller som en gemensam modusinduktans för ström kompensation, är det ett exempel på magnetfältskoppling. Vid konstruktion eller tillverkning av en gemensam modusinduktans är det alltid oumbärligt att överväga en fråga: vilka parametrar måste de två spolarna säkerställa för att uppfylla kraven? Eller, utöver ström och ensidig induktans, vilka är de nödvändiga kraven för att beakta relationen mellan de båda? En vanlig parameterkrav är att mätfelet på båda sidor måste vara tillräckligt litet, eller ibland måste kopplingskoefficienten nå en hög nivå (t.ex. 98 %). Detta beror på att som en strömkompenserande gemensam modusinduktans, om läckinduktansen är för stor kommer den ha en betydande effekt på differentiell modussignal, antingen genom att orsaka onödig differentiell modusimpedans (vilket resulterar i signaldämpning eller minskad bandbredd i differentialmod) eller att orsaka magskärmet att mättas och därmed påverka undertryckningen av brus i gemensam modus. Därför är det nödvändigt att kontrollera kopplingskoefficienten för magnetfältskoppling.

När magnetiskt fältkoppling sker mellan två spolar genom ett kopplingsmedium (magnetisk kärna) med enhetlig magnetisk permeabilitet, är den specificerade magnetiska flödesdelningen som delas av spole A till spole B , Tvärtom är det lika med . Då, eftersom den delade magnetiska flödesdelningen (magnetisk fältkoppling) motsvarar den ömsesidiga induktansen, kan den definieras som klassificering och val av gemensammodusinduktans samt klassificering och val av gemensammodusinduktans, respektive och  : 

Den totala delade magnetiska flödesdelningen vid slutet av induktionsspolen är också känd som länkning (länkning, ), vilket kan representeras av relationen mellan baserat på magnetisk flödestäthet och magnetisk vektor position :

Den magnetiska vektorn som distribueras av spole A i varje punkt på spole B är (i genomsnittsfallet för klassificering och val med centrum-till-centrum-avstånd för gemensammodusinduktans) :

Fluxlänkningen mellan spole A och spole B erhålls enligt följande:

Därför den induktiva kopplingen verkande på spole A av spole B är enligt följande:

Samma princip kan tillämpas för att få uttrycket för:

Som nämnts tidigare sker magnetisk fältkoppling mellan två spolar genom ett kopplingsmedium (magnetisk kärna) med jämn magnetisk permeabilitet. Därför , uppenbarligen:

Föregående förklaring anger att två spolar lindade på samma magnetiska kärna har samma induktiva koppling, representerad av M. Detaljbeviset ovan kan referera till Neumanns formel. Nu, under antagandet att den totala magnetiska flödestätheten för spole A den delade delen förhållandet av , det vill säga . På samma sätt är delningskoefficienten för spole B , kommer det att finnas:

Därför kan relationen mellan den ömsesidiga induktansen mellan två spolar och deras oberoende induktans erhållas från ovanstående ekvationsrelation:

Ovanstående är ursprunget till den magnetiska fältkopplingskoefficienten k: den faktiska gemensamma modusinduktansen kan bestämmas genom att mäta induktansvärdena för två spolviklingar separat (den andra spolen förblir i ett öppet tillstånd), samt läckinduktansen (den andra spolen förblir i ett stängt tillstånd, ) och motsvarande värden för ömsesidig induktans och kopplingskoefficient k. Mer specifikt, för en mycket symmetrisk gemensam modusinduktor lindad på en ringformad magnetisk kärna med hög permeabilitet (t.ex. en MnZn-ferritmagnetisk ring), är induktansvärdena för de två viklingarna mycket nära varandra, och storleken på läckinduktansen kommer att vara nära . Det kan ses att ju högre koplinsgskoefficienten är, desto lägre blir läckinduktansen.

iI. Tillämpning av gemensammodusinduktanser

Som nämnts i början av denna artikel är en gemensammodusinduktans inget annat än en induktans som samtidigt är kopplad över två strömkretsar. Dess funktion är att undertrycka eller dämpa gemensammodusbrus som kan förekomma på båda strömkretsarna. Dessa två parallella strömkretsar är dock inte begränsade till fallet där de bildar en differentialkrets, såsom L- och N-ledningarna i ett par elkablar, eller D+- och D--ledningarna på en dataanslutning. På grund av att gemensammodusbrus uppstår kan det vara nödvändigt med undertryckning av detta brus mellan transmissionsledningar som delar samma jord.

För att kunna bestämma tillämpningen av gemensammodusinduktans är det först nödvändigt att förstå hur störningar i gemensam modus uppstår: som illustrerat i Fig.2 (referensdesign för Infineons 60W växelströmsmatning: DEMO_5QSAG_60W1), är ingångsterminalen huvudnätets ingång på 85~300VAC, och ledningarna L, N på strömanslutningen bildar en gemensam jord med referensjorden. I praktiken finns det även en jordledare (grön ledare) som är ansluten till denna referensjord och kopplad till den fysiska jorden. Nu bildar L-ledaren och N-ledaren krets för matningsspänningen och är kopplade över primärsidan av denna flyback-transformator. Transistorn Q11 specificeras som huvudströmstyrningskomponent och använder 800V superjunction MOS-transistorn IPA80R600P7, med en maximal Rds (on)-begränsning på 600 mΩ. För att begränsa värmeutvecklingen fästs vanligtvis ett värmeavledningsmedium (aluminiumflänsar) på dess hölje, vilket ökar spridningskapacitansen hos dess högspänningsstift mot jord, bildar kapacitiv koppling och kopplar den höga spänningen och högfrekventa ingångssignalen för att bilda en potential med brusegenskaper. Ingångsportarnas L- och N-ledare tar också emot denna potential via referensjorden, och bildar därmed en störkälla i gemensam modus. Det är värt att notera att kapacitiv koppling, som den främsta störkällan i gemensam modus som ledbunden testning inom EMC-testning måste hantera, är allmänt förekommande i olika typer av strömförsörjningar där AC-DC är den dominerande formen samt med olika topologier. Samtidigt finns det faktiskt många små strömkretsar på både primär- och sekundärsidan av transformatorer, och varje liten strömkrets ökar också störströmmen från induktiv koppling, vilket orsakar svårspårad störning i gemensam eller differentiell modus. Därför skapar detta mycket osäkerhet vid EMC-korrektion, vilket också är anledningen till att man fortfarande inte kan lita på simulering av elektromagnetisk kompatibilitet med hjälp av simuleringsprogramvara.

Fig.2 Exempel på EMI-korrespondensstrategikomponenter (Infineon DEMO_5QSAG_60W1)

För att uppskatta storleken på gemensammodellbuller är det vanligt att anta den parasitära kapacitansen i gemensammodellbrytningen, vilket typiskt sett ligger i intervallet tiotals pF. I exemplet som visas i Fig.2, med en antagen parasitära kapacitans på 20pF, när ingångsspänningen är 230Vac och switchfrekvensen för den primära effekttransistorn är 200KHz, är den totala pulsbredden vid in- och urkoppling 1 µs och stigande och fallande flankar är 0,2 µs vardera. Den maximala spänningen vid ingångsterminalen är , arbetscykeln för växelströmsingången genom brytaren är . Den första knickfrekvensen i spektraltäthetsfördelningen är:

Den motsvarande spänningen vid den första toppen (första harmoniska 1:a harmoniska) i spektraltäthetsfördelningen är:

Vid en krets med gemensam modbrus, utan att ansluta en induktans för gemensam mod, kan den maximala strömmen i gemensam mod uppskattas genom att ignorera den serieekvivalenta impedansen (såsom ledningsresistans, parasitinduktans etc.), som visas i fig. 3. När den är kopplad till ett LISN (nätverk för stabilisering av linjär impedans) kommer storleken på strömmen i gemensam mod att vara:

Därför kommer amplituden för spänningen i gemensam mod som mottagaren (frekvensanalysatorn) får vid ledningsbundna prov på LISN-porten att vara:

Även om det faktiska resultatet som upptäcks av mottagaren är:

Det vill säga att amplituderna för brus i gemensam mod och differensmod överlagras, men tydligt sett kommer slutresultatet att förbättras så länge som bruset i gemensam mod undertrycks. Därför måste exempelvis amplituden QP enligt EMC-standarden EN55022 för konventionella kommunikations- och industriella applikationer ligga under i frekvensintervallet 150 kHz till 500 kHz. Därför är den maximala dämpning av störningar i common mode måste utföras här. Tar man dämpningsmålet -20 dB som exempel, genom enkel beräkning är den dominerande impedansen i common mode-kretsen kapacitansen hos ledningskapacitansen, cirka 25 kΩ. Som visas i fig. 4 är den motsvarande erforderliga common mode-impedansen cirka 250 kΩ, vilket kan omvandlas till en common mode-drossel på 125 mH.

Fig. 3 Schematisk bild av ledningsprovning vid EMC-testning (schema över common mode-störning och differentiell signal)

Fig. 4 Relationen mellan kretsen för filterinsättningsdämpning (vänster) och den motsvarande dämpningsamplituden samt filterimpedansen (höger)

Förutom att användas i allmänt förekommande modusapplikationer på elkablar, används även common mode-induktanser ofta på höghastighetssignalkablar, såsom USB 3.0, HDMI, LAN, etc., eller vissa LVDS-signalkablar såsom CAN BUS, SPI eller RS232, RS485, etc. Användningen av common mode-drosslar på signalkablar har också funktionen att undertrycka common mode-brus, till exempel den common mode-rejektionskvot som krävs för att uppfylla vissa kommunikationsspecifikationer. Dock kommer den viktigare punkten från dess medföljande ström kompensationseffekt, som nämnts tidigare, vilket är den ström-kompenserade typen av common mode-induktans.

Som visas i fig. 5 använder höghastighetssignallinjer vanligtvis differentialöverföring för att överföra signaler. Det finns resistorer, straykapacitanser och distribuerade induktanser på signallinjerna. Vridna kablar kan effektivt minska straykapacitanser men kan inte eliminera distribuerade induktanser. Därför uppstår en differentialinduktans vid mottagarens ingång, och den kopplade strömmen på linjen kommer att skapa brus i signaldiagrammet. Detta brus fördelas nästan lika mellan båda ändar av mottagaren baserat på transmissionslinjens symmetri. Genom att nu placera en common-mode-induktans vid mottagarens ingångsplats kommer den nästan lika stora mängden brus att tas ut genom den induktiva kopplingen i common-mode-induktansen, vilket kraftigt minskar det kopplade bruset. Det vill säga att strömkompenetrationseffekten minskar ingångsbruset vid mottagaren.

Fig. 6 Sändningsprocessen för differentialsignaler längs transmissionsledningen från sändaren till mottagaren (vänster) och förbättringen av att använda gemensammodusinduktanser i mottagaren (höger)

I signalens ögon-diagram, som visas i Fig.6, kommer signal-brusförhållandet att förbättras genom att minska insättningsförlusterna orsakade av linjens strödda induktans, vilket är viktigt för längre transmissionsledningar eller höghastighetssignalledningar. Generellt sett är de transmissionsledningar som används för de ovan nämnda signalportarna vanligtvis impedansledningar på 90~120 Ω. Baserat på specifika krav på signalbandbredd väljs vanligtvis common mode induktorer med en impedans mellan 1 till 10 gånger för att säkerställa en dämpning av common mode mellan -6 dB till -20 dB. Detta liknar den tidigare nämnda elmatningsapplikationen och beror på storleken på impedansen i common mode bullerkretsen. Självklart kommer systemets common mode-impedans att minska när frekvensen ökar (p.g.a. kraven från höghastighetssignalöverföring), och att tillhandahålla en för hög induktans kommer att begränsa filterbandbredden. Därför är det nödvändigt att verifiera om den valda induktansen matchar överföringskraven för höghastighetssignaler.

Fig.6 Schematisk diagram över signalkvalitet som påverkas av linjeförlust vid differentialtransmissionslinjer

iII. Skadorna av gemensamt modbrus

Vad är då problemet med gemensammodessignaler? Varför är det ofta nödvändigt att fokusera på att undertrycka gemensammodessignaler i kretsen vid EMC-testning? Förstås måste amplituden för både gemensammodessignaler och differentiella signaler begränsas för att uppfylla olika länder EMC-certifieringsstandarder, säkerställa produktsäkerhet samt minska den potentiella skada som elektrisk utrustning kan orsaka på elnätet eller närliggande enheter på elkonsumentsidan. För det andra, ur perspektivet av strömförsörjningsintegritet och signalintegritet, fungerar de flesta elektriska apparater och styrenheter med låg spänning, och extra brus i form av spänning kan orsaka ovanliga styrsignaler eller överförda data, till och med fel och driftstopp. Dessa störningar kan komma från både kretskortet och dess brusiga RF-interferens, såsom exempelvis från koppling av mobila enheter eller visslande ljud från radio. Slutligen kan en överflödig gemensammodessignal sannolikt spridas till omgivningen i form av högfrekvent strålning, såsom i större gemensammodeskretsar eller på ledare som liknar antenner, vilket kan innebära långvariga hälsorisker som människor inte märker.

För att förenkla problemet, likställer vi transmissionsledningen med ett Hertz-magnetiskt par och erhåller modellen för gemensam mod störstrålning enligt Fig.7. Avståndet mellan testpunkten och centrumpositionen för den gemensamma mod-transmissionsledningen är d, vilket generellt är mycket större än kretsens storlek och därför är en fjärrfälts testpunkt. Därför gäller för antennens fjärrfältstrålning att dess fältstyrka är:

Bland dem, är den fas konstant som motsvarar strålningsvåglängden, är avståndet mellan testpositionerna, är det planvinkel som avviker θ grader från antennstrålningsmönstret, och för Hertz-magnetiska par , och , beror på antenntypen. Eftersom den mottagna strålningen i fjärrpunkten är den samtidiga verkan av två ledningar i gemensam mod med en vinkel på därför:

För störstrålning i gemensam mod, enligt Fig.7: och , erhålls den maximala strålningen vid testpunkten enligt följande:

När ledningsavståndet s är tillräckligt litet Så kan det förenklas till:

Därför är intensiteten av gemensam ledningsstrålning proportionell mot längden på den gemensamma ledningsöverföringslinjen och minskar med avståndet. Ge ett exempel på denna amplituds storlek: antag att längden på en gemensam överföringslinje är 1 meter och amplituden för den gemensamma strömmen är 7,96 µA, vilket motsvarar ett fälttest på 3 meter enligt FCC Class B vid 30 MHz, blir strålningsintensiteten:

Denna intensitet är exakt standardgränsen. Om det finns en ledare eller person som är 1 meter lång på testpunkten 3 meter bort, kommer den att känna av en spänning på 100 µV. Långvarig exponering för en sådan miljö har en allvarlig påverkan på människans hälsa, och den ackumulerade strålningen kan orsaka olika kroniska sjukdomar eller individuella skador, vilket också är en viktig betydelse av EMC-certifiering.

Fig. 7 Strålningsmodell och testpunktsdiagram för gemensam ledningsbrus

Vågformsstrukturen hos de flesta switchkretsar kan klassificeras som en trapetsvåg, och dess frekvensspektrum visar två faser av avtagande från till med ökande harmoniska nivåer. Noderna är den första vinkelfrekvensen och stigande flanktidsvinkelfrekvensen. Frekvensspektret för strålningintensiteten för det gemensamma läget ökar tydligt med frekvensen enligt ovanstående, . Därför kommer strålningsspektrumet för det gemensamma läget i vanliga switchade nätaggregat och kvadratvågssignalkretsar att grovt visar distributionskarakteristiken av först att stiga och sedan falla som visas i Fig.8. Därför är mittdelen den del som kräver särskild kontroll eller undertryckning.

Fig.8 Fördelning av brusstrålningintensitet i gemensamt läge som motsvarar vanliga trapetsvågor

4. Val av induktans för gemensamt läge

För kraftledningar är källan till störningar i gemensam ledning relativt tydlig, men spridningsfaktorer är svåra att mäta med instrument. I de flesta fall approximeras resultaten gradvis genom analys efter testning, så erfarenhet som samlats upp är mycket viktig. När användningen av induktorer i gemensam ledning introducerades i avsnitt 2 i denna artikel nämntes det redan att den teoretiska uppskattningen av störningarnas amplitud och de motsvarande induktanskraven för induktorer i gemensam ledning kan utgöra en utgångspunkt för tidiga experiment.

Vanligtvis används en common mode induktans i filtreringssteget för AC-DC strömtillförseln med en sluten magnetisk krets i form av en magnetisk ring som magnetkärna. Fördelen är att det lätt kan uppnå mycket låg läckinduktans och en mycket hög kopplingskoefficient. För hög inspänning och relativt låg switchfrekvens kan den erbjuda goda värden för hög common mode impedans för att undertrycka höga common mode brusamplituder. Eftersom magnetiska material permeabilitet kan delas upp i induktiva delar och förlustdelar När den magnetiska kärnan närmar sig eller överskrider den högsta impedanskaraktäristiska punkten kommer förlustdelen att utgöra huvuddelen av impedansen. I detta fall uppnås inte längre brusundertryckning genom att minska brusamplituden via induktiv impedans, utan genom att absorbera brusenergin via förlustvärme. Därför kommer en lämplig mättgrad (övermättnad orsakar impedansminskning) inte att påverka brusundertryckningseffekten, så vi behöver inte söka efter mättningsströmparametrar som liknar dem i kraftinduktanser.

Vid val av common mode induktorer. Samtidigt, om delen med läckageinduktans, till exempel en 1 mH induktans med en kopplingskoefficient på 99 %, kommer det att finnas 10 μH läckageinduktans i differentialkretsen. Vid betraktande av differential mode bullerhämning (vanligtvis LC-filterbro), måste även denna del av läckageinduktansen beaktas. Måttlig läckageinduktans är hjälpsam för att undertrycka högfrekvent differential mode brus, men eftersom common mode induktorer huvudsakligen använder magnetiskt slutna kärnor, kan det lätt leda till kärnsättning vid höga strömmar, vilket påverkar effektomvandlingsverkningsgraden och filterbrusets bandbredd. Att förbättra andelen läckageinduktans kan vanligtvis uppnås genom att använda kvadratiska eller ramformade magnetkärnekonstruktioner (UU-magnetkärna eller PQ-magnetkärna etc.), eller genom att använda asymmetriska lindningar ). Den specifika selektionen måste bestämmas av användaren genom differentiell common mode separator identifieringstestning för att avgöra om det är nödvändigt.

För parametrarna av gemensam modus induktans, ingår främst värdet för ensidig induktans, Rdc, märkström, märkspänning och spänningsbärförmåga (Hi-pot). Det ensidiga induktansvärdet bestämmer huvudsakligen storleken på den gemensamma modusimpedansen. Rdc är DC-förlusten i ledaren, och den temperaturökning som förlusten orsakar ger gränsen för märkströmmen. Slutligen, eftersom den används på högspänningsledningar, anges spänningsgränsen och säkerhetskraven separat. Användare föredrar dock att utvärdera filtreringseffekten, så i allmänhet innehåller specifikationsboken två former av impedanskarakteristikkurvor. En form är den gemensamma modus/differensmodus impedansform som visas i Fig.9-a, och den andra är insättningsförlust dB-form som visas i Fig.9-b. Båda är ekvivalenta, och kurvan i insättningsförlust dB-form skapas genom att omvandla den gemensamma modus/differensmodus impedansen till ett system med 50 Ω+50 Ω.

Fig.9 (a) Gemensam mod/differenialmod impedansform (b) Insättningsförlust dB-form

För samma serie i gemensam mod är förpackningsstrukturer i olika storlekar lämpliga för olika strömstorlekar och filtreringsbandbredd: ju större storlek, desto lägre magnetmotstånd i magnetkärnan, vilket kan minska antalet lindningsvarv, så att koppartrådens diameter kan ökas och en större strömslinga kan användas; ju högre induktansvärde eller ju lägre den stabila frekvensen hos materialets magnetiska permeabilitet är, desto smalare blir den tillämpliga filtreringsbandbredden, och en sådan gemensam mod induktor placerad i slingan kan sakna brusundertryckningseffekt vid den högre frekvensänden.

Codaca Elektronikens gemensamma modningsinduktorer är i huvudsak uppdelade i två delar: signalledningar och elkraftledningar. Det finns över 10 serier och 50 olika storlekar på paket, samt nästan 300 olika standardartiklar. De används flitigt i signalledningar såsom CAN BUS, RS485 och olika offline elmatningsenheter som sträcker sig från några få watt till flera kilowatt. Vårt R&D-teknikteam kan också hjälpa användare från testning till analys, eller skräddarsy anpassningsspecifikationer, för att slutligen slutföra relevanta EMC-certifieringar.

Hänvisning

[1] Infineon Technologies AG. Engineering_report_DEMO_5QSAG_60W1-AN-v01_00-EN.pdf. www.infineon.com

[2] CODACA Inductor Produktinformation: www.codaca.com

[3] Clayton R.Paul. Introduction to Electromagnetic Compatibility. 2nd Edition. Wiley-interscience.

[4] Bhag Singh Guru och Huseyin R. Hiziroglu. Electromagnetic Field Theory Fundamentals. 2nd Edition. Cambridge University Press.

Förklaring av immateriella rättigheter

CODACA "eller" Codaca "är ett registrerat varumärke som tillhör Shenzhen Codaca Electronic Co., Ltd. All användning eller referens av text, data eller andra typer av offentlig information som innehåller immateriella rättigheter och som publicerats eller spridits av Shenzhen Codaca Electronic Co., Ltd. ingår i immateriella rättigheters skyddsområde för Shenzhen Codaca Electronic Co., Ltd. Shenzhen Codaca Electronic Co., Ltd. reserverar de relevanta immateriella rättighetsförklaringarna, rättsskyddet och andra skyddsrättigheter. För att klargöra att du inte har några potentiella konflikter omhändande immateriella rättigheter i samband med dessa ärenden, vänligen kontakta Shenzhen Kedajia Electronics Co., Ltd. vid behov.